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电动自行车的无刷电机控制器热设计

时间:2010-05-07 19:34来源:未知 作者:admin 点击:
电动车无刷电机控制器热设计

摘 要:本文介绍了电动自行车无刷电机控制器的热设计。其中包括控制器工作原理的介绍、MOSFET功率损耗的计算、热模型的分析、稳态温升的计算、导热材料的选择、热仿真等。

1. 引言

由于功率MOSFET具有驱动电流小、开关速度快等优点,已经被广泛地应用在电动车的控制器里。但是如果设计和使用不当,会经常损坏MOSFET,而且一旦损坏后MOSFET的漏源极短路,晶圆通常会被烧得很严重,大部分用户无法准确分析造成MOSFET损坏的原因。所以在设计阶段,有关MOSFET的可靠性设计是致关重要的。

MOSFET通常的损坏模式包括:过流、过压、雪崩击穿、超出安全工作区等。但这些原因导致的损坏最终都是因为晶圆温度过高而损坏,所以在设计控制器时,热设计是非常重要的。MOSFET的结点温度必须经过计算,确保在使用过程中MOSFET结点温度不会超过其最大允许值。

2. 无刷电机控制器简介

由于无刷电机具有高扭矩、长寿命、低噪声等优点,已在各领域中得到了广泛应用,其工作原理也已被大家广为熟知,这里不再详述。国内电动车电机控制器通常工作方式为三相六步,功率级原理图如图1所示,其中Q1, Q2为A相上管及下管;Q3, Q4为B相上管及下管;Q5, Q6为C相上管及下管。MOSFET全部使用AOT430。 MOSFET工作在两两导通方式,导通顺序为Q1Q4→Q1Q6→Q3Q6→Q3Q2→Q5Q2→Q5Q4→Q1Q4,控制器的输出通过调整上桥PWM脉宽实现,PWM频率一般设置为18KHz以上。
 

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当电机及控制器工作在某一相时(假设B相上管Q3和C相下管Q6),在每一个PWM周期内,有两种工作状态:

状态1: Q3和Q6导通, 电流I1经Q3、电机线圈L、Q6、电流检测电阻Rs流入地。

状态2: Q3关断, Q6导通, 电流I2流经电机线圈L、Q6、Q4,
此状态称为续流状态。在状态2中,如果Q4导通,则称控制器为同步整流方式。如果Q4关断,I2靠Q4体二极管流通,则称为非同步整流工作方式。

流经电机线圈L的电流I1和I2之和称为控制器相电流,流经电流检测电阻Rs的平均电流I1称为控制器的线电流,所以控制器的相电流要比控制器的线电流要大。

3. 功耗计算

控制器MOSFET的功率损耗随着电机负载的加大而增加,当电机堵转时,控制器的MOSFET损耗达到最大(假设控制器为全输出时)。为了分析方便,我们假设电机堵转时B相上管工作在PWM 模式下,C相下管一直导通,B相下管为同步整流工作方式(见图1)。电机堵转时的波形如图2-图5所示。

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功率损耗计算如下:

3.1 B相上管功率损耗:

3.1.1 B相上管开通损耗(t1-t2),见图2;

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3.1.2 B相上管关断损耗(t3-t4),见图3;

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3.1.3 B相上管导通损耗(t5-t6),见图4;

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B 相上管总损耗:

Phs(Bphase)=Phs(turn on)+Phs(turn off)+Phs(on)=5.1+3.75+7.5=16.35W

3.2 B相下管功率损耗:

3.2.1 B相下管续流损耗(t7-t8),见图5;

PLS(Bphase)=PLS(freewheel)=I2×Rds(on)×(1-D)=402×0.015×(1-20/64)=16.5 W

3.3 C相下管功率损耗

因为C相下管一直导通,所以功率损耗计算如下:

PLS(Cphase)=PLS (on) = I2×Rds(on) = 402×0.015 = 24 W

控制器的功率管总损耗为:

Ptatal=PHS(Bphase)+PLS(Bphase)+PLS(Cphase)=16.35+16.5+24=56.85

4. 热模型

图5为TO-220典型的安装结构及热模型。热阻与电阻相似,所以我们可以将Rth(ja)看着几个小的电阻串联,从而有如下公式:

Rth(ja) = Rth(jc) + Rth(ch) + Rth(ha)

其中:
Rth(jc)--- 结点至MOSFET表面的热阻
Rth(ch)---MOSFET表面至散热器的热阻
Rth(ha)--- 散热器至环境的热阻 (与散热器的安装方式有关)

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图6 热阻模型

通常热量从结点至散热器是通过传导方式进行的,从散热器至环境是通过传导和对流方式。 Rth(jc)是由器件决定的,所以对一个系统,如果MOSFET已确定,为了获得较小的热阻我们可以选择较好的热传导材料并且将MOSFET很好地安装在散热器上。

5. 稳态温升的计算

从AOT430的数据手册我们可以获得如下参数:

Tjmax=175℃ Rth(jc)max = 0.56 ℃/W

5.1 电机运行时MOSFET结点至其表面的温升计算(因为电机在运行时,上管和下管只有三分之一的时间工作,所以平均功率应除以3):

5.1.1 上管结点至功率管表面的稳态温升

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5.1.2下管结点至功率管表面的稳态温升

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5.2 电机堵转时MOSFET结点至其表面的温升计算

5.2.1 B相上管结点至功率管表面的稳态温升

Tjc=Tj-Tc=Phs×Rth(jc)=16.35×0.56=9.2℃

5.2.2 B相下管结点至功率管表面的稳态温升

Tjc=Tj-Tc=Pls×Rth(jc)=16.5×0.56=9.24℃

5.2.3 C相下管结点至功率管表面的稳态温升

Tjc=Tj-Tc=PLS(Cphase)×Rth(jc)=24×0.56=13.44℃

由以上计算可知,在电机堵转时控制器中一直导通的MOSFET(下管)的温升最大,在设计时应重点考虑电机堵转时的MOSFET温升。

6. 选择合适的导热材料

图7为SilPad系列导热材料对TO-220封装的导热性能随压力变化的曲线。

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图7

6.1 导热材料为SilPad-400,压力为200psi时,其热阻Rth(ch)为4.64 ℃/W。

则:Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×4.64=111℃

6.2 导热材料为SilPad-900S,压力为200psi时,其热阻Rth(ch)为2.25℃/W。

则:Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×2.25=54℃

可见,不同的导热材料对温升的影响很大,为了降低MOSFET的结点温升,我们可以选择较好的热传导材料来获得较好的热传导性能,从而达到我们的设计目标。

为了使控制器更加可靠,通常我们将MOSFET表面温度控制在 100℃以下,这是因为在使用中还会有其他高能量的脉冲出现,譬如,电机相线短路,负载突然变大等。

7.热仿真:

由于在实际应用中我们很难确定散热器表面至环境的热阻,要想完全通过计算来进行热设计是比较困难得,因此我们可以借助热仿真软件来进行仿真,从而达到我们设计的目的。

仿真条件:Ptotal=56.85W、Ta=45℃、控制器散热器尺寸:70mm×110mm×30mm 、自然风冷,MOSFET安装如图8所示。

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图8 MOSFET安装示意图

7.1 电机运行时控制器的热仿真

由图9可见,下管的温升明显高于上管的温升。

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7.2 电机堵转时控制器的热仿真

由图10可知,堵转时一直导通的下管最热,温度已接近 150℃。由图11可知,在堵转100秒后MOSFET的温升还未稳定,如果一直堵转,必将烧坏MOSFET。因此,如果使用仿真中的散热器尺寸,就不能一直堵转,必须采取相应的保护措施。我们可以采用间隙保护的方法,即当电机堵转时,堵转一段时间,保护一段时间,让MOSFET的温度不超过最大结点温度。图12所示为堵转1.5s,保护1.5s的瞬态温升示意图,由图可知,采用这种方法可以有效地保护MOSFET。

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图10:堵转时温升示意图

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结语: 控制器的热设计在产品的设计阶段是非常重要的,我们必须经过功耗的计算、热模型的分析、热仿真等来计算温升,同时在设计时应考虑最严酷的应用环境,最后还要通过实际试验来验证我们热设计的正确性。
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